通信原理第5章 模拟调制系统.ppt

1、5.1 幅度调制（线性调制）的原理 5.2 线性调制系统的抗噪声性能 5.3 非线性调制（角度调制）的原理 5.4 调频系统的抗噪声性能 5.5 各种模拟调制系统的比较 5.6 频分复用(FDM),第 5 章 模拟调制系统,第5章学习目标 1、掌握幅度调制（AM、DSB、SSB与VSB） 信号的时域与频域表达式、调制器一般模型，信号频谱的特点、掌握线性调制的抗噪声性能的分析方法； 2、理解角度调制原理、大信噪比情况下角度调制的噪声性能分析方法； 3、了解频分复用、复合调制。,作业P128 2、5、6、7、9、13、16、17,基本概念 调制把信号转换成适合在信道中传输的形式的一种过程。 广义调

2、制分为基带调制和带通调制（也称载波调制） 狭义调制仅指带通调制。 在无线通信和其他大多数场合，调制一词均指载波调制。,载波调制按调制信号的变化规律去改变载波某一个或某几个参数的过程，使载波某一个或某几个参数按照调制信号的规律而变化。 调制信号来自信源的消息信号，即基带信号。这些信号可以是模拟的，也可以是数字的。 载波未受调制的周期性振荡信号。可以是正弦信号，也可以是脉冲序列。 已调信号载波调制以后的信号，含有调制信号的全部特征。,调制的目的 提高无线通信时的天线辐射效率。 把多个基带信号分别搬移到不同的载频处，以实现信道的多路复用，提高信道利用率。 扩展信号带宽，提高系统抗干扰、抗衰落能力，还

3、可实现传输带宽与信噪比之间的互换。 在通信系统的发送端通常需要有调制过程， 在接收端则需要有反调制过程解调（也称检波）过程。其作用是将已调信号中的调制信号恢复出来。,基带信号(调制信号) 包含信息、需要被传输的原始信号，具有频率较低的频谱分量，这种信号在许多信道中不适宜直接进行传输。 频带信号(已调制信号) 在信道中传输、载波的某些参数受调制信号控制的信号。 载波信号可以分为两类： 用正弦型信号作为载波； 用脉冲串或一组数字信号作为载波。,基带信号和频带信号,模拟调制和数字调制,模拟调制 在模拟调制中，调制信号的取值是连续的。 数字调制 数字调制中，调制信号的取值为离散的。,正弦波调制,脉冲调

4、制,正弦型载波,s(t) = Acos(ct+ 0) 式中，c载波角频率； 0 载波的初始相位； A 载波的幅度。,5.1 幅度调制的原理,幅度调制是正弦型载波的幅度随调制信号作线性变化的过程。 正弦载波： s(t) = Acos(ct+ 0) 基带信号： m(t) （调制信号） 二者相乘，得幅度调制信号（已调信号）： sm(t)=Am(t)cos(ct+0) 或：sm(t)=m(t)cos(ct),则：,5.1.1 调幅（Amplitude Modulation, AM）,如果所输入的基带信号m(t)包含直流分量，即： m(t)=A0+m(t) 当满足A0|m(t)|max， 则得到的输出信

5、号为调幅信号，或称AM信号。 AM信号的时域表达式：, AM调制器模型,AM信号SAM(t)的频域表达式：,设 m(t)M()，,而,则sAM(t) 的频域表达式为,AM信号的波形及频谱,BAM=2 H,AM的特点,调幅过程使原始频谱M()搬移到c处，频谱中包含： 载频分量 A0 (-c)+ (+c) 边带分量 1/2 M(-c) + M(+c) AM信号的频谱包含两个频带，且对于c是对称的。 通常把大于c或小于- c的频带叫做上边带 (Upper-side band, USB)， 把大于- c且小于c的频带叫做下边带 (Lower-side band, LSB)。 AM波占用的带宽是原始信号

6、带宽的2倍, 即 BAM=2 H,为了实现不失真的调幅，必须满足两个条件: (a) 对于所有t，必须满足 A0|m(t)|max (b) 载波频率应远大于m(t)的最高频率分量,即 cH,由波形可以看出，当满足条件：|m(t)| A0时，其包络与调制信号波形相同，因此用包络检波法很容易恢复出原始调制信号。 否则，出现“过调幅”现象。这时用包络检波将发生失真。但是，可以采用其他的解调方法，如同步检波。,AM信号的功率,sAM(t)=A0+m(t)cosct，得: 由于m(t)没有直流分量，即averm(t)=0，,调制效率 有用功率（用于传输有用信息的边带功率）占信号总功率的比例称为调制效率：

7、当m(t) = Am cos mt时， 当|m(t)|max = A0时（100调制），即满调幅的条件下，调制效率的最大值为： max 1/3,5.1.2 抑制载波的双边带调幅（DSB-SC）,如果输入基带信号没有直流分量，则得到的输出信号便是无载波分量的双边带调制信号，或称抑制载波的双边带（ Double Side Band-Suppressed Carrier）调制信号，简称DSB信号。 DSB信号的时域表达式： sDSB(t)=m(t)cosct 若m(t)M()， 则DSB信号的频域表达式为： SDSB()=1/2M(-c) + M(+c),DSB信号的波形及频谱,BDSB=2H,DS

8、B-SC调制特点 1、优点： 调制效率为100，节省了载波功率。 2、缺点： DSB信号的包络不再与调制信号的变化规律一致，因而不能采用简单的包络检波来恢复调制信号， 需采用相干解调(同步检波)，较复杂。 由频谱图可知，DSB信号频带宽度是调制信号带宽的两倍，由于DSB信号的上、下两个边带是完全对称的， 它们都携带了调制信号的全部信息，因此仅传输其中一个边带即可，这就是单边带调制能解决的问题。,5.1.3单边带调制（SSB）,抑制载波的双边带调幅尽管节省了载波功率，但与常规双边带调幅一样，上下两个边带是完全对称的，所携带的信息完全相同，而用一个边带就可以传输全部信息，这样就产生了单边带调制(S

9、ingle side band )。SSB不仅节省了载波功率，而且还节省了一半传输频带。,产生SSB信号的方法： 滤波法 相移法,形成SSB信号的滤波特性,SSB调制频谱示意图,BSSB=H,1、滤波法产生单边带信号,当需要保留上边带时,当需要保留下边带时,单边带信号的频域表达式,SDSB()=1/2M(+c) + M(-c),根据符号函数sgn的特性，,下边带,其中“”表示取下边带，“”表示取上边带。,*希尔伯特滤波器(理想宽带相移网络),*常用变换,单边带信号的时域表达式：,由于,其中“”表示取下边带，“”表示取上边带。,用滤波法形成SSB信号的技术难点是，由于一般调制信号都具有丰富的低频

10、成分，经调制后得到的DSB信号的上、下边带之间的间隔很窄，这就要求单边带滤波器在fc附近具有陡峭的截止特性，才能有效地抑制无用的一个边带。这就使滤波器的设计和制作很困难，有时甚至难以实现。为此，在工程中往往采用多级调制滤波的方法。,2、相移法产生单边带信号,缺点：移法形成SSB信号的困难在于宽带相移网络的制作，该网络要对调制信号m(t)的所有频率分量严格相移/2，这一点即使近似达到也是困难的。为解决这个难题，可以采用混合法（也叫维弗weaver法）。,优点：不需要滤波器具有陡峭的截止特性。,综上所述： SSB调制方式在传输信号时，不但可节省载波发射功率，而且它所占用的频带宽度为BSSB=fH，

11、只有AM、 DSB的一半，因此，它目前已成为短波通信中的一种重要调制方式。 SSB信号的解调和DSB一样不能采用简单的包络检波，因为SSB信号也是抑制载波的已调信号，它的包络不能直接反映调制信号的变化，所以仍需采用相干解调。,例：（习题5-3） 已知调制信号m(t)=cos(2000t)+cos(4000t)，载波为cos104t，进行单边带调制，试确定该单边带信号的表示式，并画出频谱图。 解：DSB信号为: SDSB(t)= m(t) cos104t =cos(2000t)+cos(4000t)cos104t = (1/2)cos(12000t)+cos(8000t) +(1/2)cos(1

12、4000t)+cos(6000t) SSB信号为：,下边带SLSB(t)= (1/2)cos(6000t)+(1/2)cos(8000t),上边带SUSB(t)=(1/2)cos(12000t)+(1/2)cos(14000t),5.1.4 残留边带调制（VSB）,残留边带调制（ Vestigial-side band）不是对一个边带完全滤除不要，而是使它逐渐截止，是一种介于双边带和单边带之间的“折衷”方法。 VSB综合了单边带和双边带两者的优点：在节省带宽方面几乎和SSB相同，其低频基带特性同DSB一样良好。 HBVSB2H,滤波法产生VSB信号,残留边带法分为残留上边带和残留下边带两种。,

13、DSB、 SSB和VSB信号的频谱,VSB调制和解调器模型 (a) VSB调制器模型 （b) VSB解调器模型,VSB信号显然也不能简单地采用包络检波， 而必须采用相干解调。,残留边带信号的频谱为,为了确定上式中残留边带滤波器传输特性HVSB()应满足的条件，我们来分析一下接收端是如何从该信号中恢复原基带信号的。 解调器乘法器输出为： sVSB(t) cosct,经低通滤波器的输出频谱,为了保证相干解调的输出无失真地重现调制信号 m0(t) M()，必须要求 HVSB(+c)+HVSB(-c)=C，|H 式中，H是调制信号的最高频率。 上式就是确定残留边带滤波器传输特性HVSB()所必须遵循的

14、条件。,HVSB(+c)+HVSB(-c)=C的几何解释： 以残留上边带的滤波器为例， HVSB()是一个低通滤波器。 将HVSB()进行c的频移，分别得到HVSB(-c)和HVSB(+c)，将两者相加，其结果在|H范围内应为常数。 为了满足这一要求，必须使HVSB(-c)和HVSB(+c)在=0处具有互补对称（奇对称）的截止特性。,残留边带滤波器的几何解释,由此我们得到如下重要概念：只要残留边带滤波器的特性HVSB()在c处具有互补对称特性，那么，采用相干解调法解调残留边带信号就能够准确地恢复所需的基带信号。 显然，满足这种要求的滤波器并不是唯一的，而是有无穷多个。 如果滤波器的截止特性非常

15、陡峭，所得到的残留边带信号便接近单边带信号，滤波器将难以制作； 如果滤波器截止特性变差，则残留部分自然增多，信号所占据带宽越来越逼近双边带信号。 所以VSB信号的带宽与滤波器的实现之间存在着矛盾，在实际中需要恰当处理。,例：习题5-4 将调幅波通过残留边带滤波器产生残留边带信号。若此滤波器的传输函数H()如图所示（斜线段）为直线。当调制信号 m(t)=Asin100t+sin6000t时， 试确定所得残留边带信号的表达式。,分析：根据残留边带滤波器在fc处具有互补对称特性，可以从H()图上得知载频 fc10KHz。,设调幅波,5.1.5 幅度调制的一般模型,在前的讨论中，可以归纳出滤波法线性调

16、制的一般模型如下：,调制器的一般模型中，适当选择滤波器的特性H()，便可以得到各种幅度调制信号。例如，调幅、双边带、单边带及残留边带信号等。,h(t)H() ，根据其特性，可将其分为 低通、高通和带通滤波器。,图(a)所示的低通滤波器形式和图 (b)所示的带通（或高通）滤波器形式。,残留边带滤波器特性 (a) 残留部分上边带的滤波器特性;(b) 残留部分下边带的滤波器特性,由此式可得线性调制相移法的一般模型,由表示式可见，对于幅度调制信号， 在波形上，它的幅度随基带信号规律而变化； 在频谱结构上，它的频谱完全是基带信号频谱结构在频域内的简单搬移(精确到常数因子)。 由于这种搬移是线性的，因此幅

17、度调制通常又称为线性调制。,5.1.6 相干解调与包络检波 相干解调 相干解调器的一般模型 相干解调器原理：为了无失真地恢复原基带信号，接收端必须提供一个与接收的已调载波严格同步（同频同相）的本地载波（称为相干载波），它与接收的已调信号相乘后，经低通滤波器取出低频分量，即可得到原始的基带调制信号。,相干解调器性能分析 已调信号的一般表达式为 与同频同相的相干载波c(t)相乘后，得 经低通滤波器后，得到,包络检波 适用条件：AM信号，且要求|m(t)|max A0 ， 包络检波器结构： 通常由半波或全波整流器和低通滤波器组成。例如 性能分析 设输入信号是 选择RC满足如下关系 在大信号检波时（一

18、般大于0.5 V）， 检波器的输出为 隔去直流后即可得到原信号m(t)。,解调器抗噪声性能分析模型,5.2.1分析模型 分析解调器的抗噪声性能的模型如下图所示。图中，sm(t)为已调信号，n(t)为传输过程中叠加的高斯白噪声。,带宽B=？ 已调信号带宽,5.2 线性调制系统的抗噪声性能,带通滤波器的作用是：取出信号，抑制噪声。 带通滤波器的带宽B应等于已调信号的频带宽度，到 达解调器输入端的信号仍可认为是sm(t) 。,n(t)是零均值的平稳高斯白噪声，当带通滤波器带宽远小于其中心频率c时，n(t)经带通滤波器后，即解调器输入端为平稳的窄带高斯白噪声,设Ni为解调器输入噪声ni(t)的平均功率

19、，白噪声的双边功率 谱密度为n0/2，则：,评价一个模拟通信系统质量的好坏，最终是要看解调器的输出信噪比。输出信噪比定义为：,输入信噪比定义为：,调制制度增益，用来比较同类调制系统采用不同调制器的性能：,线性调制相干解调的抗噪声性能分析模型,解调器,带宽B=？,带宽？,相干解调抗噪声性能分析模型,已调信号带宽,基带信号带宽,5.2.2 DSB调制系统的性能 解调器输入信号为, 与相干载波cosct相乘后，得,经低通滤波器后，输出信号为,因此， 解调器输出端的有用信号功率为,解调DSB时，接收机中的带通滤波器的中心频率为调制载频c，因此解调器输入端的噪声ni(t)可表示为,它与相干载波cosct

20、相乘后，得,经低通滤波器后， 解调器最终的输出噪声为,(只包含同相分量),故输出噪声功率为,而,则,而,这里，BPF的带宽B=2fm，为双边带信号的带宽。,解调器输入信号平均功率为,得解调器的输入信噪比为,因而调制制度增益为,由此可见，DSB调制系统的制度增益为2。这就是说， DSB信号的解调器使信噪比改善一倍。这是因为采用同步解调，使输入噪声中的一个正交分量ns(t)被消除的缘故。,5.2.3 SSB调制系统的性能 单边带信号的解调方法与双边带信号相同， 其区别仅在于解调器之前的带通滤波器的带宽不同。 前者的带通滤波器的带宽是后者的一半。,由于单边带信号的解调器与双边带信号的相同，单边带信号

21、解调器的输出噪声与输入噪声的功率为：,B=fm，单边带的带通滤波器的带宽。,单边带信号时域表达式为：,与相干载波相乘后得：,经LPF后，其中的2c频率分量被滤除，解调器输出信号：,因此，输出信号平均功率,输入信号平均功率为：,m(t)和 都是基带信号，其随时间的变化相对于以 为载频 的载波的变化是十分缓慢的，所以第3项=0。 与m(t)幅度相同，所以两者具有相同的平均功率，故上式变为：,于是， 单边带解调器的输入信噪比为,输出信噪比为,因而调制制度增益为,结论 GDSB=2GSSB， 这并不能说明双边带系统的抗噪声性能比单边带系统好。 因为双边带已调信号的平均功率是单边带信号的2 倍，所以两者

22、的输出信噪比是在不同的输入信号功率情况下得到的。 如果在相同的输入信号功率Si，对这两种调制方式进行比较，可以发现它们的输出信噪比是相等的。 两者的抗噪声性能是相同的，但双边带信号所需的传输带宽是单边带的 2 倍。,VSB调制系统的抗噪声性能 VSB调制系统的抗噪声性能的分析方法与上面的相似。 但是，由于采用的残留边带滤波器的频率特性形状不同， 所以，抗噪声性能的计算是比较复杂的。但是残留边带不是太大的时候，近似认为与SSB调制系统的抗噪声性能相同。,5.2.4 调幅信号的抗噪声性能 AM信号可采用包络检波和相干解调。 实际中，AM信号常用简单的包络检波法解调， 其 检波输出正比于输入信号的包

23、络变化。,AM包络检波的抗噪声性能分析模型:,（1）包络检波解调 设A0为直流分量，m(t)为调制信号。m(t)的均值为0， 且A0|m(t)|max,输入噪声为,输入信噪比,包络检波器输入合成：,合成包络及相位分别为：,理想包络检波器的输出,可见，检波输出中有用信号与噪声无法完全分开。 考虑两种特殊情况： 1） 大信噪比情况 此时， 输入信号幅度远大于噪声幅度， 即,式中直流分量A0被电容器阻隔； 有用信号与噪声独立地分成两项，因而可分别计算出输出有用信号功率及噪声功率,输出信噪比,大信噪比下，AM信号检波器的调制制度增益：,显然，AM信号的调制制度增益GAM随A0的减小而增加。 但对包络检

24、波器来说, 为了不发生过调制现象,应有A0|m(t)|max，所以GAM总是小于1。,例如：100%的调制(即A0=|m(t)|max)，且m(t)又是正弦型信号(单音信号)时:,这是AM系统的最大信噪比增益。这说明解调器对输入信噪比没有改善， 而是恶化了。,100%的调制时:,2） 小信噪比情况 小信噪比指的是噪声幅度远大于信号幅度， 即,R(t)及(t)代表噪声ni(t)的包络及相位,E(t)中没有单独的信号项，只有受到cos(t)调制的m(t)cos(t)项。 cos(t)是一个随机噪声，因而，有用信号m(t)被噪声扰乱，致使m(t)cos(t)也只能看作是噪声。 输出信噪比急剧下降，这

25、种现象称为解调器的门限效应。开始出现门限效应的输入信噪比称为门限值。门限效应是由包络检波器的非线性解调作用所引起的。 相干解调（同步解调）不存在门限效应。,（2）相干解调（习题5-12）,解调器,去直流,采用同步检波法解调AM信号，得到的调制制度增益GAM与大信噪比包络检波给出的结果相同。 但应该注意， 前者的调制制度增益不受信号与噪声相对幅度假设条件的限制。,5.3 非线性调制（角调制）的原理及抗噪声性能,正弦载波,有幅度、频率和相位三个参量，我们可以把调制信号的信息寄托在载波的幅度、频率、相位变化中。 幅度调制属于线性调制，它是通过改变载波的幅度，以实现调制信号频谱的平移及线性变换的。,高

26、频载波的频率或相位按调制信号的规律变化而振幅保持恒定的调制方式，称为频率调制（FM）和相位调制(PM)， 分别简称为调频和调相。 因为频率或相位的变化都可以看成是载波角度的变化，故调频和调相又统称为角度调制。 角度调制与线性调制不同，已调信号频谱不再是原调制信号频谱的线性搬移，而是频谱的非线性变换，会产生新的频率成分，故又称为非线性调制。 ,5.3.1 角度调制的基本概念 1、角度调制信号的一般表达式为,(5.3-1),式中，A是载波的恒定振幅； ct+(t) 是信号的瞬时相位； (t)称为相对于载波相位ct的瞬时相位偏移； dct+ (t)/dt是信号的瞬时频率； d(t)/dt称为相对于载

27、频c的瞬时频率偏移。,所谓相位调制，是指瞬时相位偏移随调制信号m(t)而线性变化，即,其中Kp是常数，调相灵敏度，单位rad/V。,(5.3-3),(5.3-2),调相信号表达式为：,调频信号表达式为：,(5.3-6),其中KF是一个常数，调频灵敏度，,(5.3-4),所谓频率调制，是指瞬时频率偏移随调制信号m(t)而线性变化，即,(5.3-5),rad/（sV）。,由式,可看出： 如果将调制信号先微分，而后进行调频，则得到的是调相波，这种方式叫间接调相； 如果将调制信号先积分，而后进行调相， 则得到的是调频波，这种方式叫间接调频。,2、FM与PM之间的关系,图 5-18 直接和间接调频,(t

28、),图 5-19 直接和间接调相,3、单音调制FM与PM,设调制信号为单频余弦波， m(t)=Amcosmt 则 sPM(t)= Acosct+KPAmcosmt = Acosct+ mP cosmt 其中, mP=KpAm=PM调相指数，即最大瞬时相位偏移 mP只取决于调制信号m(t)的幅度，与调制频率无关。 PM=KpAmm 最大瞬时角频率偏移,单频信号（单音信号）PM,单频信号PM的波形图,m(t)=Amcosmt,c,t,(t),0,瞬时相位 PM(t) = ct+KpAmcosmt =ct+ mP cosmt 瞬时频率 PM(t)= c- KpAmmsin mt,单频信号FM,其中,

29、最大瞬时角频率偏移,m f 调频指数，物理意义为最大瞬时相位偏移。, fFM= m f fm,设调制信号为单频余弦波，,单频信号FM的波形图,m(t)=Amcosmt 瞬时相位 PM(t) = 瞬时频率 FM(t) =c+ KF Amcosmt =c+ KF m(t),单频信号PM 单频信号FM,单音正弦波调制时，PM和FM信号的波形难以区分。,5.3.2 窄带调频（NBFM） 如果FM信号的最大瞬时相位偏移较小时，即一般认为满足：,称为窄带调频(Narrow-Band Frequency Modulation) ，这时，信号占据带宽窄，记作NBFM。 反之，是宽带调频(Wide-Band F

30、requency Modulation)记作WBFM。, 调频波的一般表示式为,因为,则,为方便起见， 假设A=1, 有,窄带调频信号的时域表达式为：,利用傅氏变换公式,与AM信号的频谱做一比较：,可得窄带调频信号的频域表达式,两者都含有一个载波和位于c处的两个边带，所以它们的带宽相同：,不同的是，SNBFM的两个边频分别乘了因式1/(-c)和1/(+c)，由于因式是频率的函数，所以这种加权是频率加权，加权的结果引起调制信号频谱的失真。另外，有一边频和AM反相。,下面以单音调制为例： 设调制信号,则,单音调制的AM与NBFM频谱,5.3.3 宽带调频（WBFM） 不满足KFm(t)dtmax/

31、6 (或0.5) 时的调频，称为宽带调频。 此时调频信号的时域表达式不能简化，因而给宽带调频的频谱分析带来了困难。为使问题简化，我们只研究单音调制的情况，然后把分析的结论推广到多音情况。,设调制信号为单频信号：,时域表达式一,调频信号的表达式,Jn(mf)mf 关系曲线,Jn(mf)第一类n阶贝塞尔(Bessel)函数,=,时域表达式二,对上式进行傅里叶变换，即得WBFM信号的频域表达式,单频信号经调频后，其频谱分量为无穷多个，产生了新的频率分量，调频信号的频谱由载波分量c和无数边频(c nm)组成。 每个频率分量的大小不一。,调频信号的频谱（mf=5 ）,某单音宽带调频波的频谱,由于调频波的

32、频谱包含无穷多个频率分量，因此，理论上调频波的频带宽度为无限宽。 然而实际上边频幅度Jn(mf)随着n的增大而逐渐减小，因此只要取适当的n值使边频分量小到可以忽略的程度，调频信号可近似认为具有有限频谱。 根据经验认为：当mf1 以后，取边频数n=mf+1 即可。因为nmf+1 以上的边频幅度Jn(mf)均小于 0.1，相应产生的功率均在总功率的 2% 以下，可以忽略不计。 根据这个原则，调频波的带宽为：,它说明调频信号的带宽取决于最大频偏和调制信号的频率， 该式称为卡森公式。 若mf 1时，BFM2fm 这就是窄带调频的带宽，与前面的分析相一致。 若mf10 时，BFM2f 这是宽带调频情况，

33、 说明带宽由最大频偏决定。,对于多音或其他任意信号调制的调频波的频谱分析是很复杂的。根据经验把卡森公式推广，即可得到任意限带信号调制时的调频信号带宽的估算公式 BFM=2(D+1)fm D= f / fm 这里，fm是调制信号的最高频率， f是最大频偏。,例：已知基带信号为 ，载波为 假如用基带信号对载波进行频率调制， 求调频信号的表示式，并确定含98已调信号功率的谐波频率及其有效带宽？,解：（1）调频信号表示式：,（2）mf5,谐波频率：,5.3.4 调频信号的产生与解调 1、 调频信号的产生 产生调频波的方法通常有两种： 直接法和间接法。 （1） 直接法。直接法就是用调制信号直接控制振荡器

34、的频率，使其按调制信号的规律线性变化。 压控振荡器（VCO），振荡频率正比于输入控制电压，即 (t)=c+Km(t),（2） 间接法 （阿姆斯特朗（Armstrong）法） 原理框图：,间接调频框图,窄带调频信号：,因此，可采用下图所示的方框图来实现窄带调频。,原理：,倍频器： 作用：将窄带信号的瞬时频率（即载频和相位偏移） 均倍频n倍 目的：为提高调频指数，从而获得宽带调频。 输入信号为调频信号 以理想平方律器件为例，其输出-输入特性为,滤除直流成分后，得到一个新的调频信号，其载频和相位偏移均增为2倍，由于相位偏移增为2倍，因而调频指数也必然增为2倍。 同理，经n次倍频后可以使调频信号的载频

35、、相位偏移、调频指数增为n倍。,典型实例 调频广播发射机。载频：f1 = 200kHz ，调制信号最高频率 fm = 15kHz， 间接法产生的最大频偏 f1 = 25 Hz ，调频广播要求的最终频偏 f =75 kHz，发射载频在88-108MHz频段内。 要满足最终频偏 f =75kHz的要求，需要倍频 倍频后新的载波频率(nf1 )高达600MHz 不符合 fc =88-108MHz的要求 因此需用混频器进行下变频来解决,图5-27 Armstrong法产生宽带调频,混频只改变载频而不影响频偏及调频指数,【例5-1】 在上述宽带调频方案中，设调制信号是fm =15 kHz的单频余弦信号，

36、NBFM信号的载频f1 =200 kHz，最大频偏f1 =25 Hz；混频器参考频率f2 = 10.9 MHz，选择倍频次数n1 = 64，n2 =48。 (1) 求NBFM信号的调频指数； (2) 求调频发射信号（即WBFM信号）的载频、最大频偏和调频指数。 解：（1）NBFM信号的调频指数为 （2）调频发射信号的载频为,最大频偏为 调频指数为,1） 相干解调 （仅适用于NBFM信号）,BPF的作用是取出信号，抑制噪声； LPF的作用是滤除二倍频载频分量。,2. 调频信号的解调,相乘器的输出为 ,经低通滤波器取出其低频分量,再经微分器，得输出信号,可见，相干解调可以恢复原调制信号。 这种解调

37、方法与线性调制中的相干解调一样，要求本地载波与调制载波同步， 否则将使解调信号失真。,2） 非相干解调（NBFM和WBFM均适用）,解调器的输出应为： ,即解调器应产生正比于输入频率的输出电压，最简单的解调器是具有频率-电压转换特性的频率检波器，即鉴频器。,调频信号的一般表达式为：,限幅器的作用是消除信道中噪声等引起的调频波 的幅度起伏。 微分电路和包络检波器构成了具有近似理想鉴频 特性的鉴频器。,经微分器 包络检波器则将其幅度变化检出并滤去直流，再经低通滤波后即得解调输出 式中Kd 为鉴频器灵敏度，单位为V/(rad/s) 。,调频信号,调幅调频信号,5.4 调频系统的抗噪声性能,相干解调仅

38、适用于窄带调频信号，且需同步信号； 而非相干解调适用于窄带和宽带调频信号，而且不 需同步信号，因而是FM系统的主要解调方式。,FM非相干解调抗噪声性能分析模型,5.4.1 解调器的输入信噪比,因而输入信号功率,理想带通滤波器的带宽与调频信号的带宽BFM相同，所以输入噪声功率,因此, 输入信噪比,设输入调频信号为,5.4.2 大信噪比时的解调增益 在输入信噪比足够大的条件下，信号和噪声的相互作用可以忽略，这时可以把信号和噪声分开来计算。 输入噪声为0时，解调输出信号为 故输出信号平均功率为,计算输出噪声平均功率 假设调制信号m(t) = 0，解调结果只有噪声，这时加到解调器输入端的是未调载波与窄

39、带高斯噪声之和，即,包络,相位偏移,在大信噪比时，即A nc (t)和A ns (t)时，相位偏移 可近似为 当x 1时，有arctan x x，故 由于鉴频器的输出正比于输入的频率偏移，故鉴频器的输出噪声,dns(t)/dt实际上就是ns(t)通过理想微分电路的输出，故它的功率谱密度应等于ns(t)的功率谱密度乘以理想微分电路的功率传输函数。 ns(t)的功率谱密度为Pns (f) = n0 , |f|BFM/2,如图所示：,理想微分电路的功率传输函数为：,鉴频器前、后的噪声功率谱密度如下图所示,则鉴频器输出噪声nd(t)的功率谱密度为：,Pns(f),鉴频器输出噪声的功率谱密度已不再是均匀

40、分布，而是与 f 2成正比； 该噪声再经过低通滤波器的滤波， 滤除调制信号带宽fm以外的频率 分量； 解调器输出（LPF输出）的噪声 功率（图中阴影部分）为,对于单一频率的余弦波信号，即,则,则FM信号：,大信噪比时宽带调频系统的调制制度增益是很高 的，它与调制指数的立方成正比。 例如调频广播中常取mf=5，则调制制度增益GFM=450。也就是说，加大调频指数mf，可使调频系统的抗噪声性能迅速改善。 ,大信噪比下，调幅信号包络检波器的输出信噪比,若调幅信号为100%调制，且m(t)为正弦信号，则m(t)的平均功率为,则：,而：,A：调制信号的最高幅度=直流分量,A：载波的恒定幅度,调频系统与调

41、幅系统输出信噪比之比,大信噪比的情况下，调频系统抗噪声性能将比调幅系统优越，且其优越程度将随传输带宽的增加而提高。 应当指出，调频系统的这一优越性是以增加传输带宽来换取的。,例: 设调频与调幅信号均为单音调制，调制信号频率为fm，调幅信号为100%调制。当两者的接收功率Si相等， 信道噪声功率谱密度n0相同时，比较调频系统与调幅系统的抗噪声性能。 解：调幅信号为100%调制，且调制信号为正弦信号，,调幅,调频,则两者输出信噪比的比值为：,调幅与调频输入信号功率相等:,调幅信号包络检波时的输出信噪比为：,而：,5.4.3 小信噪比时的门限效应 当(Si /Ni)低于一定数值时，解调器的输出信噪比

42、(So /No)急剧恶化，这种现象称为调频信号解调的门限效应。 门限值：出现门限效应时所对应的输入信噪比值称为门限值，记为(Si /Ni) b。,非相干解调的门限效应,如右图，在单音调制的不同调制指数mf下，调频解调器的输出信噪比与输入信噪比近似关系曲线。,(1) mf不同，门限值不同。mf越大，门限点(Si/Ni)b越高。(Si/Ni)FM(Si/Ni)b时，(So/No)FM与(Si/Ni)FM呈线性关系，且mf越大，输出信噪比的改善越明显。,(2) (Si/Ni)FM(Si/Ni)b时， (So/No)FM将随(Si/Ni)FM的下降而急剧下降。且mf越大，(So/No)FM下降得越快。

43、,这表明，FM系统以带宽换取输出信噪比改善并不是无止境的。随着传输带宽的增加（相当mf加大），输入噪声功率增大，在输入信号功率不变的条件下，输入信噪比下降， 当输入信噪比降到一定程度时就会出现门限效应，输出信噪比将急剧恶化。 ,调频解调器、双边带(DSB-SC)信号的输出与输入信噪比的关系曲线：,因为 GDSB=2 所以DSB系统的输出与输入信噪比的关系曲线是通过原点的直线;,在相同输入信噪比情况下，FM输出信噪比要好于AM输出信噪比 ；但是，当输入信噪比降低到某一门限时 。FM就开始出现门限效应;如果输入信噪比继续降低，则FM解调器的输出信噪比将急剧变坏，甚至比AM的性能还要差。 实践和理论

44、都表明，用普通鉴频器解调调频信号时，其门限效应与输入信噪比有关，一般发生在输入信噪比a=10dB左右处。,在空间通信等领域中，对调频接收机的门限效应十分关注，希望在接收到最小信号功率时仍能满意地工作，这就要求门限点向低输入信噪比方向扩展。采用比鉴频器更优越的一些解调方法可以达到改善门限效应的要求，目前用的较多的有锁相环鉴频法、调频负反馈鉴频法、采用“预加重”和“去加重”技术。 和包络检波器一样，FM解调器的门限效应也是由它的非线性的解调作用所引起的。由于在门限值以上时，FM解调器有良好的性能，所以在实际中除设法改善门限效应外，一般应使系统工作在门限值以上。,5.5 各种模拟调制系统的比较,性能

45、比较,WBFM抗噪声性能最好， DSB、SSB、VSB抗噪声性能次之， AM抗噪声性能最差。 NBFM和AM的性能接近。,图中的圆点表示门限点。 门限点以下，曲线迅速下跌； 门限点以上， DSB、SSB的信噪比比AM高4.7 dB以上，而FM（mf=6）的信噪比比AM高22 dB。,由此可见： FM的调频指数mf越大， 抗噪声性能越好， 但占据的带宽越宽，频带利用率低；,频带利用率 SSB的带宽最窄，其频带利用率最高； FM占用的带宽随调频指数mf的增大而增大，其频带利用率最低。可以说，FM是以牺牲有效性来换取可靠性的。 mf值的选择要从通信质量和带宽限制两方面考虑。 对于高质量通信（高保真音

46、乐广播，电视伴音、双向式固定或移动通信、卫星通信和蜂窝电话系统）采用 WBFM， mf值选大些。 对于一般通信，要考虑接收微弱信号，带宽窄些，噪声影响小，常选用mf 较小的调频方式。,特点与应用 AM：优点是接收设备简单；缺点是功率利用率低，抗干扰能力差。主要用在中波和短波调幅广播。 DSB调制：优点是功率利用率高，且带宽与AM相同，但设备较复杂。应用较少，一般用于点对点专用通信。 SSB调制：优点是功率利用率和频带利用率都较高，抗干扰能力和抗选择性衰落能力均优于AM，而带宽只有AM的一半；缺点是发送和接收设备都复杂。SSB常用于频分多路复用系统中。 VSB调制：抗噪声性能和频带利用率与SSB

47、相当。在电视广播、数传等系统中得到了广泛应用。 FM：抗干扰能力强，广泛应用于长距离高质量的通信系统中。缺点是频带利用率低，存在门限效应。,5.6 频分复用(FDM),将若干路独立的信号在同一信道上互不干扰地传输的技术称为复用技术。它可以提高信道的利用率。 通信系统按照信号的复用方式,分类,频分复用(FDM)通信系统 时分复用(TDM)通信系统 码分复用(CDM)通信系统 空分复用(SDM)通信系统 极分复用(PDM)通信系统等,频分复用(Frequency Division Multiplexing) 是按频率分割多路信号的方法，即将信道的可用频带分成若干互不交叠的频段，每路信号占据其中的一

48、个频段。在按收端用适当的滤波器将多路信号分开，分别解调接收。 特点：多路信号在频域上是分离的，但在时域上是重叠的。,以SSB为例来说明FDM的基本原理 设信道中传输n路信号mi(t)，频谱分别为M1()、M2()、M3 ( )、，带宽均为m，为了避免各路信号频谱重叠，每路信号之间都留有一个间隔为g，即防护频带为g，这样便于滤波器的设计。采用经SSB调制及频分复用后，合成信号的频谱下图所示：,LPF作用？限制各路信号的最高频率 BPF作用？取出信号，抑制噪声,-1 0 1,0 1,频分复用的原理框图： 设各路信号的最高角频率相等为m ，例各路信号均为话音信号，则fm =3400Hz，各路信号通过

49、各自的调制器（通常采用SSB ），载波不同。,三路话音信号频分复用原理。,相邻载波之间的间隔为： f=Bs+fg 式中Bs为已调信号带宽，对于SSB， Bs = fm ， fg为防护频带。 第i+1路载频的频率：,n路单边带信号的总频带宽度为：,B1=fm+fg ，是一路占用的带宽。,合并后的复用信号原则上可以在信道中传输，但有时为了更好地利用信道的传输特性，也可以再进行一次调制。 在接收端，利用相应的带通滤波器区分开各路信号的频谱。然后，通过各自的相干解调器便可恢复各路的调制信号。 FDM的优点是信道利用率高，允许复用的路数多，分路也很方便。 FDM的缺点是设备复杂，不仅需要大量的调制器、解

50、调器和带通滤波器，而且还要求接收端提供相干载波。,例：设有一个频分多路复用系统，副载波用DSB/SC调制，主载波用FM调制。如果有60路等幅的音频输入通路，每路频带限制在3.3KHz，防护频带为0.7KHz； （1）如果最大频偏为800KHz，试求传输信号的带宽； （2）试分析与第1路相比时第60路输入信噪比降低的程度。 解：调制解调框图：,解：（1）分两种情况讨论： (a)各路信号经过DSB调制后，在相邻两路信号之间加防护频带fg，FDM信号的频谱结构：,设频分复用之后的60路DSB信号总带宽为fm,则有 fm=n2 fm+(n-1) fg =60 2 3.3+59 0.7=437.3kHz